Оценка эффективности использования 3-ортогонального поляризационного фильтра круговой и эллиптической поляризации для разделения суперпозиции характеристических волн в диапазоне кв

Кобзарь В.А., Пушкин П.Ю. (pavel pushkin@rambler.ru ), Майоров И.В. Иркутский военный авиационный инженерный институт

ВВЕДЕНИЕ

На качество функционирования радиотехнических систем КВ диапазона оказывают воздействие замирания сигналов, обусловленные влиянием неоднородной и нестационарной структуры ионосферы и магнитного поля Земли [1]. Экспериментальные исследования показали [2], что поляризационные замирания, вызванные интерференцией характеристических (обыкновенной и необыкновенной) волн (ХВ), наблюдаются в 50-80 % времени работы радиолиний, а уровень сигнала под их влиянием изменяется на 15-20 дБ. Традиционные методы снижения воздействия поляризационных замираний на линии радиосвязи, как правило, основаны на поляризационной обработке сигналов от двух взаимно ортогональных антенн [1]. Классический поляризационный фильтр (ПФ) КВ диапазона построен на основе суммирования комплексного сигнала одной из проекций поля Ax с комплексным сигналом другой,

ортогональной проекции Ay, предварительно умноженным на комплексный множитель

K = Kes, что реализуется в радиотехнических системах с помощью соответствующего аттенюатора K и фазовращателя 8 по несущей или промежуточной частоте [3]. При этом, квадрат амплитуды с выхода фильтра равен

Axe1(Px + AyKe{CPy+8)2 = Ax2 + K2Ay2 + 2KAxAy cos(F -8),(1)

где F = cpy - cpx - разность фаз проекций Ay и Ax. Для подавления выбранной ХВ множитель фильтра должен удовлетворять условиям

8 = п-F, K = ур , Р = peiF,(2)

где Р -комплексный множитель поляризации (фазор) выбранной компоненты, p = AyjAx .

Таким образом, для снижения поляризационных замираний применяются два типа поляризационных фильтров: ПФ сигнала круговой поляризации (КП), при 8 = ж/2, К = 1 и фильтр сигнала эллиптической поляризации (ЭП), настроенный согласно условиям (2). Проблеме эффективности фильтров КП и ЭП, использующих сигналы от двух взаимно ортогональных антенн, посвящено множество работ [2, 3, 4, 5]. Однако, 2-ортогональные ПФ обладают существенным недостатком - снижением их эффективности при несовпадении плоскости волнового фронта принимаемого радиосигнала с плоскостью раскрыва антенной системы.

Одним из способов устойчивого приема радиосигнала с произвольной ориентацией волнового фронта является прием на три взаимно ортогональные антенны [3]. Кроме того, достоинством антенной системы (АС), состоящей из трех взаимно ортогональных антенн, является возможность измерения углов прихода и параметров поляризации электромагнитной волны (ЭМВ) в одной точке приема [6]. Однако в литературе, к сожалению, отсутствуют

систематизированные оценки эффективности ПФ круговой и эллиптической поляризации, использующих 3-ортогональную АС.

Цель статьи - с помощью численного моделирования и эксперимента оценить

эффективность использования 3-ортогонального поляризационного фильтра круговой и

эллиптической поляризации для разделения суперпозиции характеристических волн в

диапазоне КВ.

ЧИСЛЕННОЕ МОДЕЛИРОВАНИЕ

Для оценки эффективности снижения поляризационных замираний использовался коэффициент выигрыша, показывающий изменение отношения мощностей характеристических волн на выходе ПФ, по сравнению с аналогичной величиной на его входе:

где Р1ВХ, Р2ВХ - мощность первой и второй характеристической волны на входе ПФ; Р1ВЬХ, Р2ВЬ]Х - мощность первой и второй характеристической волны на выходе ПФ.

При моделировании рассматривался случай, когда в точку приема приходят две волны с противоположными направлениями вращения векторов напряженности поля ЭМВ и смещенных по частоте относительно друг друга (рис. 1, а, б) на величину AFM = F0 - Fx, где

FO, FX - доплеровское смещение частоты обыкновенной и необыкновенной волн

соответственно. Алгоритм моделирования основан на разложении вектора поля волны по трем ортогональным компонентам с последующей обработкой каждой из них с помощью спектрально-поляризационного метода. Суть его сводится к тому, что вместо комплексных амплитуд проекций Ах (t), Ау (t), A z (t) используются комплексные амплитуды составляющих

доплеровского спектра этих проекций, то есть амплитудные Sx(со), Sy(со), Sz(с) и фазовые

<рх(с), <ру(с), <pz(с) спектры, где с - круговая частота [3]. Согласно предлагаемому методу

результирующий комплексный доплеровский спектр одной из характеристических волн, например обыкновенной, определяется как:

S *\\Ах(t) + Ку(с)Ау(t) + Kz(co)Az(t)}-jCtdt = Sx(с) + Ky(co)Sy(с) + Kz(co)Sz(с), (4)

где K (с), Kz(с)— комплексные частотно-зависимые коэффициенты для канала у и z

соответственно. Они выбираются таким образом, чтобы обеспечить согласование на подавление всех составляющих спектра необыкновенной волны. Согласно правилу (2) комплексные коэффициенты примут вид:

Ку = 1/Ру (с), Ру (с) = Ау (с)/Ax (с), 8у =п-А у (с), А у (с) = сру (с) -срх (с) 1

Алгоритм моделирования и обработки данных можно разбить на три основных этапа -генерирование исходных данных, обработка и оценка эффективности снижения поляризационных замираний. Первый этап моделирования состоял в получении рядов

мгновенных отсчетов проекций вектора поля Е электромагнитной волны на три взаимно перпендикулярные антенны Ах (t), Ау (t), Az (t). Осуществлялось это путем вычисления

скалярного произведения вектора поля на единичные векторы-орты вдоль осей OX, OY и OZ

[7]. Вектор поля Е вычислялся для каждого момента времени исходя из заданных для каждого конкретного сеанса амплитуды, углов прихода радиоволны, доплеровского смещения частоты,

Кв = 10lg[(Pi/ Р2 )вьх1 (Л/ Р2 )вх ],

(3)

Kz = 1/Pz (с), Pz (с) = Az (с)/Ах (с), 8z =п-А г (с), А z (с) = ср2 (с)-срх

а)

256

i N

512

Sf)

б)

в)

Sf)

г)

Рис. 1.

отношения полуосей эллипса поляризации и их ориентации в пространстве, отношения сигнал/шум.

Эти исходные данные моделирования задавались на основе результатов экспериментальныхисследований

характеристик ионосферных радиосигналов. На втором этапе проводились комплексный спектральный анализ и поляризационная фильтрация. Полученные ряды подвергались 75 ! прямому преобразованию Фурье. Затем для каждой из спектральных компонент амплитудных S(о) и разностно-фазовых Л(со) параметры поляризации. Далее производился ввод с одним из рассматриваемых ПФ) и когерентное

спектров вычислялись углы прихода и весовых коэффициентов (в соответствии сложение разнесенных по поляризации сигналов. Для сигнала круговой поляризации разность фаз между двумя соседними антеннами составляет 2ж/3. Тогда для настройки ПФ на прием сигналов круговой поляризации необходимо ввести задержку в два соседних канала на 4ж/ 3 и 2ж/ 3 и установить коэффициенты усиления каждого канала равными 1. Для приема сигналов ЭП проводилась настройка ПФ согласно условиям (5). На третьем этапе моделирования осуществлялась оценка эффективности снижения поляризационных замираний согласно

а)

б)

Рис. 2.

выражению (3).

При моделировании использовались следующие допущения:

- антенны находятся в свободном пространстве (не учитываются эффекты отражения от подстилающей поверхности и окружающих предметов),

антенны не оказывают взаимного влияния друг на друга, отражение от ионосферы зеркальное,

отсутствуют флуктуации углов вследствие рефракции ЭМВ на перемещающихся ионосферных возмущениях.

Для иллюстрации этапов моделирования на рис. 1 показаны характерные примеры временных и частотных зависимостей сигналов. Входной сигнал представляет собой биения двух близких по частоте гармонических сигналов (рис. 1, а, б). При этом один из сигналов оказывает помеховое (модулирующее) воздействие на другой, вызывая замирания. На рис. 1, в, г показан типовой суммарный сигнал на выходе системы и его спектр. Качественная оценка показывает, что в результате поляризационной обработки один из сигналов оказывается подавленным и перестает воздействовать на другой. Вследствие этого замирания на выходе системы удается уменьшить.

На рис. 2 представлены результаты количественной оценки снижения поляризационных замираний, полученные при моделировании. Показано распределение Кв, в зависимости от

50

40

25

-40

-80

Е5

!00

120

150

60

-150

-!00

N